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技術(shù)專題
低失真運(yùn)算放大器電路的輸入保護(hù)
在電路設(shè)計(jì)中很少發(fā)現(xiàn)的一個(gè)問題是非線性結(jié)電容，尤其是反向偏置結(jié)電容，也稱為耗盡電容。當(dāng)它被討論的那樣，它通常是關(guān)于快速開關(guān)電路，即使這樣，它的通常為線性處理。
然而，在許多情況下，結(jié)電容是導(dǎo)致線性度高的模擬電路失真的主要原因。本文主要涉及這種現(xiàn)象的兩個(gè)實(shí)例，它們經(jīng)常同時(shí)遇到：輸入保護(hù)電路和運(yùn)算放大器中的共模失真。
結(jié)電容
我們無(wú)需深入研究PN結(jié)的物理原理，因?yàn)槲覀冊(cè)谶@里關(guān)注的是如何利用現(xiàn)有設(shè)備，而不是如何設(shè)計(jì)硅片。可以說P和N之間的界面不包含凈電荷，被稱為耗盡區(qū)。因此，它的行為就像絕緣體，夾在其余的導(dǎo)電區(qū)域之間。因此，我們有一個(gè)二極管，還有一個(gè)電容。
跨接在二極管結(jié)上的反向電壓越大，耗盡區(qū)的增長(zhǎng)范圍就越大，從而有效地進(jìn)一步隔離了電容器的“極板”。反向偏置的增加會(huì)導(dǎo)致結(jié)電容的減小，但這種關(guān)系不是線性的。結(jié)電容可以使用以下公式估算：
C = C o /（1 + V / V b）x
其中C o =零偏置電容；V =施加的反向偏置電壓；V b =內(nèi)置電壓，約為0.6至0.7 V；x =經(jīng)驗(yàn)常數(shù)<1。
二極管數(shù)據(jù)手冊(cè)中經(jīng)常引用C o的值，以便在不同器件之間進(jìn)行相對(duì)比較。如一個(gè)實(shí)際示例（圖1）所示，上述公式適合1N4148（一種常用的信號(hào)二極管）的實(shí)際測(cè)量數(shù)據(jù)，顯示出有用的協(xié)議。該曲線當(dāng)然是令人不愉快的非線性的。
1.測(cè)量的1N4148二極管的結(jié)電容。很好擬合線：C = 2 pF /（1 + V / 0.65）^ 0.16結(jié)電容和失真
為了理解它對(duì)線性電路可能產(chǎn)生的影響，請(qǐng)考慮圖2，圖2顯示了一個(gè)由串聯(lián)電阻和一對(duì)二極管組成的簡(jiǎn)單網(wǎng)絡(luò)，每個(gè)二極管都反向偏置到雙極電源軌。這種網(wǎng)絡(luò)通常構(gòu)成過壓保護(hù)電路的一部分。任何大于電源軌的輸入電壓（加上一個(gè)二極管壓降）都將被鉗位，以保護(hù)任何下游設(shè)備。實(shí)際上，可以明確包括電阻器以限制流過二極管的故障電流，或者可以隱含在任何信號(hào)源的源阻抗或兩者的混合中。
圖2還顯示了使用Audio Precision System 1或AB1（80 kHz測(cè)量帶寬）對(duì)此電路測(cè)得的總諧波失真加噪聲（THD + N），在分析儀輸入端將其調(diào)整為20 dBu。它足夠大，可以為分析儀維持良好的信噪比，但仍遠(yuǎn)低于二極管的導(dǎo)通閾值。點(diǎn)線表示去除了二極管的測(cè)量值，這是分析儀的測(cè)量平臺(tái)。
2.典型的電壓鉗位保護(hù)電路會(huì)顯示由于二極管結(jié)電容（20-dBu輸出）引起的失真。虛線是測(cè)量底，即二極管被移除
添加一對(duì)1N4148揭示了問題的嚴(yán)重性：它們引入了明顯更多的失真，主要是奇次諧波（圖3）。由于諧波被分析儀的輸入電容和帶寬限制濾除，因此失真降低到10 kHz以上。
3.圖2中的電路用1N4148二極管在10 kHz時(shí)產(chǎn)生的主要奇次諧波（分析儀已將基波消除了）
作為一個(gè)現(xiàn)實(shí)檢查是否確實(shí)是由結(jié)電容引起的，請(qǐng)考慮圖4，該圖顯示了來自圖1的較早的1N4148電容曲線，該曲線反映了測(cè)試電路中的兩個(gè)二極管。從信號(hào)的角度來看，它們實(shí)際上是反并聯(lián)的，所以總和就是兩者的瞬時(shí)和。
4.表示信號(hào)擺幅期間圖2中兩個(gè)二極管的電容變化
當(dāng)施加20 dBu信號(hào)時(shí)，總電容如圖5所示變化，從大約2.4 pF到幾乎2.6 pF，每個(gè)周期兩次（實(shí)際上，二極管不可能完美匹配，但這一點(diǎn)并不重要）正在制作）。變化本身是失真余弦，RMS值為56 fF。
最初，似乎只有毫微微法拉變化的幾個(gè)微微法拉在音頻頻帶中可能沒有任何可檢測(cè)的效果。畢竟，56 fF在10 kHz時(shí)的電抗為284MΩ，這肯定沒有影響嗎？但是，跨過該電抗施加的20dBu信號(hào)會(huì)通過源阻抗吸收27 nA非線性電流，從而在其兩端出現(xiàn)非線性誤差電壓，該電壓會(huì)有效地添加到音頻信號(hào)中。在這種情況下，源阻抗為10kΩ，所以誤差電壓應(yīng)該等于約270μV，這是- 89分貝或0.0035％的THD。實(shí)際測(cè)量值為0.0038％。換句話說，容抗與源阻抗之比給出了預(yù)期的失真水平。
至少我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)了問題，使解決方案更容易：要么使電容更線性，要么使其無(wú)關(guān)緊要。前者很重要，但我們當(dāng)然可以用電容值低得多的另一對(duì)二極管代替。BAV99是這樣的一種設(shè)備，包含兩個(gè)二極管，其規(guī)格與1N4148類似，但不到標(biāo)稱電容的一半。如圖2 所示，它們提供了更好的結(jié)果。
共模失真
目睹了使用分立二極管產(chǎn)生的結(jié)電容的影響，可以更輕松地了解運(yùn)放中發(fā)生的相同效應(yīng)。在這里，這被稱為共模失真，因?yàn)樗窃谶\(yùn)算放大器配置為非反相模式時(shí)發(fā)生的，這意味著在放大信號(hào)時(shí)每個(gè)輸入端都有一個(gè)共模電壓。
失真是由之前考慮的完全相同的非線性結(jié)電容機(jī)制引起的，但是這次是在運(yùn)算放大器本身內(nèi)部引起的。這主要?dú)w因于內(nèi)部輸入晶體管的基極-集電極電容以及輸入與襯底之間的任何寄生二極管。
在反相模式下，輸入端沒有電壓變化，也沒有其他失真。但是，在同相模式下，兩個(gè)輸入都跟隨信號(hào)電壓，從而導(dǎo)致輸入電容的非線性調(diào)制。這提示了“總是反轉(zhuǎn)”的一般工程準(zhǔn)則，但這并不總是很方便。而且，如果需要過壓保護(hù)，則可能使問題更加復(fù)雜，我們將在后面看到。在此之前，讓我們首先探討隔離的共模失真。
TL07x FET輸入運(yùn)算放大器很好地證明了這種效果，因?yàn)樗谳斎牒突逯g具有較大的結(jié)電容。1,2當(dāng)廉價(jià)地需要非常大的輸入阻抗時(shí)，這也是一種運(yùn)放，這意味著很大的源阻抗-所有共模失真的因素。
圖6a顯示了使用一半TL072的測(cè)試電路，該電路的同相增益為非反相增益（但噪聲增益為×2）。該圖顯示了在14 dBu輸入/輸出下測(cè)得的失真，這與測(cè)量平臺(tái)沒有區(qū)別。
6.反相運(yùn)算放大器級(jí)顯示沒有可測(cè)量的失真。未補(bǔ)償?shù)耐噙\(yùn)算放大器級(jí)表現(xiàn)出共模失真，但是當(dāng)Rs = Rf || R1且Cs = Cf時(shí)，幾乎可以完全補(bǔ)償。虛線是測(cè)量平臺(tái)；在所有情況下均為14-dBu輸入。
圖6b顯示了為×2的同相增益（相同的噪聲增益）重新配置的電路。從輸入節(jié)點(diǎn)到地的偏置電流路徑未顯示，但在下文中進(jìn)行了假設(shè)。標(biāo)記為“未補(bǔ)償”的跡線具有相同的14-dBu輸入電平，并且會(huì)嚴(yán)重惡化。這是由于反相輸入引腳的非線性電容受到反饋信號(hào)的調(diào)制，從而導(dǎo)致非線性電流通過反饋路徑被吸收，從而在其兩端產(chǎn)生誤差電壓。由于這次只有一個(gè)結(jié)，因此它主要由二次諧波控制，從而使負(fù)載更加不對(duì)稱。
同相輸入引腳也經(jīng)過類似的調(diào)制，但是由于源阻抗非常小（對(duì)于Audio Precision，為50Ω），因此在那里產(chǎn)生的誤差電壓可忽略不計(jì)。共模失真的一個(gè)很好的例子。
前面的描述還隱藏了該問題的解決方案。由于同相輸入也經(jīng)過調(diào)制，因此將適當(dāng)匹配的阻抗與其串聯(lián)，也會(huì)在此處產(chǎn)生相同的誤差電壓。這些失真誤差（共模）將被運(yùn)算放大器拒絕，從而抵消了（不幸的是？）共模失真。
反相輸入端看到的Thévenin源電阻為R f和R 1并聯(lián)，因此所需的補(bǔ)償電阻為5kΩ，外加一個(gè)并聯(lián)電容器以匹配C f。忘記包括額外的電容器將只能部分抵消，盡管這些電容器可以是低質(zhì)量的類型，而不會(huì)損害性能。結(jié)果由標(biāo)記為“ compensated”的跡線顯示，該跡線幾乎不比測(cè)量底線差。
我們?yōu)槭д嫜a(bǔ)償付出的代價(jià)（除了幾美分的零配件之外）是約翰遜噪聲。在這種情況下，音頻頻帶EIN從無(wú)補(bǔ)償?shù)?/span>-102.6 dBu增加到有補(bǔ)償?shù)?/span>-99.7 dBu。諸如OPA164x之類的現(xiàn)代替代設(shè)備可提供隔離的基板和可忽略的共模失真，但它們也要昂貴得多。剩下的由設(shè)計(jì)師決定更重要的事情。
單位增益緩沖器是共模失真的最壞原因，因?yàn)樗谄漭斎攵丝梢猿惺茏畲蟮墓材Ｐ盘?hào)。圖7顯示了使用雙極性運(yùn)算放大器NE5532的結(jié)果。使用10kΩ的源電阻，失真會(huì)嚴(yán)重降低，但是添加匹配的10kΩ反饋電阻可以完全消除這種情況。
7.源電阻為10kΩ的NE5532緩沖器表現(xiàn)出共模失真。當(dāng)Rf = Rs時(shí)，將對(duì)此進(jìn)行補(bǔ)償。虛線是測(cè)量平臺(tái)；在所有情況下均為20 dBu輸入。
這是一種簡(jiǎn)單的解決方法，但是請(qǐng)注意，在反饋環(huán)路中添加一個(gè)電阻還會(huì)引入一個(gè)極點(diǎn)，該極點(diǎn)可能會(huì)減小相位裕量并影響穩(wěn)定性。因此，某些運(yùn)算放大器可能需要與R f并聯(lián)的小電容。然而，使用非常小的值（例如，在這種情況下為10 pF）應(yīng)足以避免需要跨R s的匹配電容。
輸入保護(hù)加共模失真
現(xiàn)在，假設(shè)我們需要具有過壓保護(hù)功能的輸入緩沖器，并且由于成本原因，我們不能隨意使用優(yōu)質(zhì)的低電容設(shè)備。圖8顯示了以前的電路，現(xiàn)在每個(gè)導(dǎo)軌上都有保護(hù)二極管，這是教科書的布置。需要某種形式的串聯(lián)電阻R s來限制過載期間流經(jīng)二極管的電流。實(shí)際上，這可能是一個(gè)顯式串聯(lián)電阻，或者可能是輸入衰減器的隱式源阻抗，或其他。
8.帶有教科書1N4148過壓保護(hù)二極管的緩沖器。該電路無(wú)法完全消除失真。虛線是測(cè)量平臺(tái)；在所有情況下均為20 dBu輸入。
失真結(jié)果也顯示在圖8中。在這里，我們可以看到，即使源極電阻為極小值的1kΩ，失真也已經(jīng)明顯比測(cè)量底線差，因?yàn)槎O管現(xiàn)在正在造成額外的結(jié)電容失真。如果我們需要更大的故障限制電阻（例如10kΩ），失真將變得可怕，在20 kHz時(shí)超過0.01％。現(xiàn)在，在反饋環(huán)路中添加匹配電阻只能部分補(bǔ)償在同相輸入節(jié)點(diǎn)發(fā)生的所有失真。手動(dòng)調(diào)整證明22kΩ產(chǎn)生了很好補(bǔ)償，但即使這樣也令人失望。
我們?nèi)绾胃倪M(jìn)這種設(shè)計(jì)？一種選擇是將保護(hù)二極管移至反相輸入。反過來，還必須在兩個(gè)輸入之間添加一對(duì)反并聯(lián)二極管，以完成從輸入到任一電源軌的故障電流路徑。由于運(yùn)算放大器輸入之間（即，這些二極管之間）通常沒有電壓差，因此它們的結(jié)電容保持恒定。換句話說，它們被引導(dǎo)了。
實(shí)際上，5532已經(jīng)在內(nèi)部具有這些二極管，如圖9所示（當(dāng)依靠?jī)?nèi)部二極管時(shí)，故障電流應(yīng)限制為<5 mA，以避免使內(nèi)部鍵合線3熔斷）。通過這種設(shè)置，我們與以前的情況類似：一個(gè)運(yùn)放輸入僅看到共模失真，而另一個(gè)則看到共模失真加上保護(hù)二極管失真，因此再次不可能完全消除失真。
9.同樣使用1N4148二極管，具有備用保護(hù)架構(gòu)的緩沖器。該電路無(wú)法完全消除失真。虛線是測(cè)量平臺(tái)；在所有情況下均為20 dBu輸入
但是，它確實(shí)降低了總失真水平，并導(dǎo)致較小的補(bǔ)償電阻，這意味著噪聲較小。在這種情況下，一個(gè)3.3kΩ的反饋電阻可以以10kΩ的源電阻實(shí)現(xiàn)很好抵消。展示此電路的原因很有趣，因?yàn)樗?/span>Audio Precision S1分析儀本身使用的方法。
更好的過壓保護(hù)
我們還能做得更好嗎？我們是否可以不需要失真儀來找到很好的抵消電阻呢？答案是肯定的。
敏銳的讀者已經(jīng)發(fā)現(xiàn)了前面段落中提供的線索。比較好的方法是在兩個(gè)輸入引腳上保持相同的結(jié)電容，并將它們與匹配的源阻抗相結(jié)合。這幾乎無(wú)需任何特殊工具即可保證很好的失真消除，并且與所使用的運(yùn)算放大器類型無(wú)關(guān)。圖10顯示了該電路。
10.使用1N4148二極管改進(jìn)過電壓架構(gòu)的緩沖器。現(xiàn)在可以完全消除失真。虛線是測(cè)量平臺(tái)；在所有情況下均為20 dBu輸入。
現(xiàn)在，將R f = R s = 10kΩ產(chǎn)生的結(jié)果與僅使用1kΩ源電阻的結(jié)果相同。高頻下的剩余上升主要是由于二極管對(duì)之間的殘留失配。這樣，即使是兇猛的功率二極管也能產(chǎn)生相當(dāng)好的結(jié)果。
然而，最后一個(gè)可以在之前的電路上進(jìn)行平整的批評(píng)是，故障電流被泵入了一個(gè)或多個(gè)供電軌，這可能無(wú)法將其下沉。可以通過將保護(hù)二極管返回專用的并聯(lián)基準(zhǔn)（例如一對(duì)齊納二極管）來糾正此問題。然后將故障電流安全地引導(dǎo)至地面，當(dāng)然可以選擇齊納二極管以滿足鉗位要求。一定要用一些固定電流偏置齊納二極管，否則將導(dǎo)致嚴(yán)重失真。幸運(yùn)的是，常備電流可能非常小，必要時(shí)小于1 mA。
圖11顯示了改進(jìn)的電路。當(dāng)與低電容二極管結(jié)合使用時(shí)，理想的情況是在諸如BGX50A的單個(gè)封裝中（單個(gè)封裝為二極管對(duì)之間的良好匹配帶來了希望），可以實(shí)現(xiàn)出色的性能。如圖所示，通過適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償，音頻頻帶內(nèi)不會(huì)出現(xiàn)明顯的失真。
11.具有改進(jìn)的并聯(lián)過壓保護(hù)的緩沖器。使用BGX50A低電容橋式整流器封裝可獲得出色的結(jié)果。虛線是測(cè)量平臺(tái)；在所有情況下均為20 dBu輸入
到目前為止所示的電路使用了一個(gè)10kΩ的輸入電阻器，該電阻器代表了許多實(shí)際的接口情況。如果使用齊納鉗位選件，則只要齊納管和限流電阻具有足夠的額定功率，就可以以這種方式處理幾百伏的峰值輸入過載。
但是，即使經(jīng)過補(bǔ)償，NE5532和TL072都表現(xiàn)出更高的HF失真，其源阻抗遠(yuǎn)高于10kΩ。因此，對(duì)于非常大的源阻抗，必須嘗試使用其他運(yùn)算放大器。例如，OPA1662和OPA1678在源阻抗至少為100kΩ時(shí)表現(xiàn)良好。
在不使用簡(jiǎn)單電阻的情況下限制電流的另一種方法是采用由耗盡MOSFET構(gòu)建的電流鉗位電路，如圖12所示。在信號(hào)條件下，MOSFET使它們自己的體二極管短路，并且表現(xiàn)為大約3kΩ的總電阻，該電阻通過R f進(jìn)行了失真補(bǔ)償。如果MOSFET兩端的電壓超過幾伏，它們會(huì)進(jìn)入飽和區(qū)域，并且電流被限制為I DSS小于2 mA。
12.使用限流MOSFET進(jìn)行低失真，并聯(lián)過壓保護(hù)，以改善噪聲和帶寬。
減小的電阻可極大程度地降低噪聲影響，同時(shí)仍允許承受高達(dá)500 V dc的過載。當(dāng)然，如果源阻抗是可變的，可能是因?yàn)樗且粋€(gè)開關(guān)衰減器或電位計(jì)，那么我們要么必須同情地改變補(bǔ)償阻抗（就像在Audio Precision分析儀中所做的那樣），要么使用一個(gè)折中的值并隨它使用。