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單線數據傳輸不同的方式
如果不需要高速，但需要靈活性，則在操作多個分散組件時，單線數據傳輸很有用。該方法通過減小尺寸和成本來減少電纜中的導體數量。它還可以提高系統可靠性。
讓我們從經典的集成RC元素（圖1）及其屬性開始。集成RC元件可用于邏輯和數字電路中以更改脈沖長度，或更準確地說，生成或擴展脈沖持續時間，使用積分定律處理脈沖等。
1.這是典型的集成RC電路。
眾所周知，電容器電壓不能立即改變。其充電和放電時間取決于電容器C的容量和電阻R的電阻?？梢允褂酶鶕韵鹿接嬎愕?/span>RC元件的時間常數來估算該時間：τ= RC。
如果將足夠長的脈沖發送到積分元件的輸入，則電容器將有時間完全充電和放電。但是，如果脈沖短，比時間常數τ短得多，則電容器C的電壓幾乎不變。
要傳輸串行代碼，我們需要有兩條數據線-數據和時鐘。如果以寬脈沖傳輸數據，而脈沖又有時間為RC元件的電容器充電，而時鐘以窄脈沖傳輸而無法通過積分元件，則可以將這兩條線合并為一條。因此，積分RC元件將用作信號接收器的分離器（圖2）。
2.顯示了為傳輸而生成的字節10010111（輸入信號）的示例?？梢院苋菀椎乜闯觯獋鬏斶壿嫈祿耙涣恪保仨毶梢粋€相應的“高低”足夠寬的脈沖，并在最后加上一個短時鐘脈沖。
必須將時鐘信號放在RC元素之前，只有上升沿很重要，而數據信號則在RC元素之后。然后，如果正確生成位序列的傳輸信號，則可以解決該問題。圖2顯示了為傳輸而生成的字節10010111（輸入信號）的示例。
可以很容易地看出，為了傳輸邏輯數據“一/零”，必須生成一個相應的“高/低”足夠寬的脈沖，并在最后加上短時鐘脈沖（圖3）。
3.這顯示了一位“ HIGH , LOW”信號。每個都有一個尾隨時鐘脈沖
在這一點上，一個細心的讀者可能會提出一個邏輯問題：為什么可以直接使用經典延遲元件來完成，為什么要使用外部RC元件來分離數據和時鐘信號呢？展望未來，我們可以說使用外部RC元件使我們能夠大大減少接收器消耗的電流，因為我們停止使用延遲元件運行所需的內部振蕩器。
通過RC元件后收到的數據信號電壓必須在邏輯一個電壓的一定范圍內（圖2的綠色區域）。 時鐘信號電壓不應通過RC元件，也不應超出邏輯零電壓范圍（圖2的紅色區域）。 它們之間有一個模糊區域，完全可能存在錯誤狀態。因此，必須選擇電容器的容量和電阻器的電阻，以使所有“充電/放電”瞬態電壓值都不會落入該區域。這樣做的方法如下：
讓我們將圖1中的集成RC元件視為電阻R和電容器C的串聯連接。以下電路用于此類電路：
鑒于：
我們可以針對電容器電壓寫以下微分方程，實際上是積分元件的輸出電壓V C = V out：
這個微分方程的解是眾所周知的：
其中τ =時間常數。讓我們分析這個解決方案。在初始時間t = 0時，當輸入脈沖饋入積分元件時，輸出電壓為V out = 0，此后Vout 開始以與τ值成反比的速度增加，并達到以下值（圖4）。
4. RC元件后的數據信號電壓。
4. RC元件后的數據信號電壓。
如下所述，發射機設計中比特序列傳輸信號的時間特性如圖3所示。接收器的結構中使用了具有以下參數的RC元件：R = 120Ω，С= 10 nF，τ= 1.2 μs （下面的圖14和15）。因此，可以計算出具有這樣持續時間的脈沖通過RC元件時獲得的電壓值。
持續時間為T1 = 5 μs的數據脈沖將適合t =4τ（更精確地說，t =4.17τ）的情況（圖4）。在V DD = 3.3 V的電壓下，RC元件之后的輸出電壓將為V out = 0.981684·3.3 V≈3.23 V；也就是我們需要的邏輯高電平。但是，短脈沖T2 = 240 ns必須由RC元件濾除。t =τ/ 5的情況對于持續時間T2 = 240 ns的時鐘脈沖有效（圖4）。
在V DD = 3.3 V的電壓下，RC元件之后的輸出電壓將為V out = 0.181269·3.3 V≈0.59 V，因此時鐘脈沖將不會通過RC元件。為了進行檢查，讓我們將獲得的合成信號電壓電平與特征邏輯“零/一”電壓電平進行比較。針對電源電壓為VDD 0 = 3.3 V的情況進行該比較（圖5）。
5.信號電壓電平。
因此，確保獲得的數據和時鐘信號的邏輯電平電壓值對應于所需的邏輯零/一電壓值，并且不會落入歧義區域。總結所有上述信息，選擇集成RC元素以分離數據和時鐘信號有兩個主要標準：
所選信號傳輸頻率下的信號持續時間T1應至少為RC元件時間常數τ的3倍，在我們的情況下為4.17倍：T1 =3τ
傳輸信號結束時短時鐘脈沖T2的持續時間至少應比RC元件的時間常數τ短4倍，在我們的情況下為5倍：T2 =τ/ 4
設計分析
6.此“ Transmitter_170”設計實現了并行-串行轉換器。
Transmitter_170的設計（圖6）包含兩個主要組件：
基于2位LUT1、3位LUT0÷3位LUT5、3位LUT9，DFF0÷DFF6和流水線延遲的并行到串行轉換器
生成器根據CNT1，CNT4，DLY2，DLY5、2位LUT2、2位LUT3、3位LUT6、4位LUT0，FILTER0和P DLY生成必要的位序列傳輸信號
CNT1計數器定義了傳輸信號時間（如前所述，設置為?5 μs）。CNT4計數器形成八個這樣的時間段的數據包，并使用2位LUT3反相器控制2位LUT1、3位LUT0÷3位LUT5和3位LUT9多路復用器。當來自2位LUT3反相器輸出的內部“開關”信號為低電平時（圖7，“中斷”信號），則通過多路復用器記錄來自輸入PIN＃2÷＃8，＃10的信息執行相應的觸發器。然后，當“ switch”（“中斷”信號）信號變高時，觸發器上的數據發生移位，并形成一個串行代碼（圖7，“ Serial_OUT”信號）。
7.這些是“ Transmitter_170”傳輸的示例。通道1（黃色）是Serial_OUT，通道2（淺藍色）是中斷，通道3（品紅色）是時鐘，通道4（藍色）是DATA_OUTPUT。這些圖像顯示當輸入信號為00000000（a），輸入信號為10010011（b），輸入信號為10010011（c）時以及信號值較高的單個周期的縮放視圖（d）。
延遲元件DLY5以及3位LUT6元件和基于FILTER0和2位LUT2的上升沿檢測器允許改變所產生的數據分組之間的持續時間t2 （圖7b）。即，設置并行數據輸出的持續時間。當開關/中斷信號為低電平時，在接收轉換器的相應設計中會生成并行代碼。在我們的設計中，生成數據包的時間t1和生成時間t2大致相同。
來自最后一個Pipe Delay觸發器的輸出的生成的串行代碼被饋送到4位LUT0元素，在該元素中，使用延遲元素DLY2和上升沿檢測器P DLY，形成了所需的特定形式的輸出信號（圖7，“ DATA_OUTPUT”信號。由FILTER1和2位LUT4組成的上升沿和下降沿檢測器設計為使延遲元件DLY2的振蕩器時鐘頻率加倍，以提高最后一個的分辨率。
8.“ Receiver_170”設計實現了串行到并行轉換器。
Receiver_170的設計（圖8）執行將串行代碼轉換為并行代碼的相反功能。對于此操作，設計使用：
基于管道延遲（三個觸發器），DFF0÷DFF3和DFF5的八個觸發器鏈
基于3位LUT0÷3位LUT7的八個鎖存器，用于將并行代碼饋入輸出PIN
在上升沿檢測器P DLY上為觸發器鏈計時的電路；
CNT2計數器和FILTER0反相器上的鎖存器控制電路（3位LUT0÷3位LUT7元素）。
信號由外部RC元件分離后（圖14），來自輸入PIN＃2 （圖9）的數據信號被饋送到觸發鏈的第一個觸發器。然后，我們使用P DLY檢測器僅選擇時鐘信號PIN＃5的上升沿，并為觸發鏈和計數器CNT2形成時鐘信號。當內部CNT2信號為低電平（圖9，CNT2信號）時，串行代碼被解碼為觸發鏈上的并行代碼，在此觸發器由于來自FILTER0反相器輸出的高resDFF信號而處于觸發狀態。
9.這些是“ Receiver_170”接收的示例。通道1（黃色）是CNT2，通道2（淺藍色）是RC電路之前的外部信號，通道3（品紅色）是RC電路之后的外部信號，通道4（藍色）是CLK。這些圖像顯示當輸入信號為00000000（a），輸入信號為10010011（b），輸入信號為10010011（c）時以及信號值較高的單個周期的縮放視圖（d）。
當CNT2信號從低電平變為高電平時，表示每個觸發器當前狀態的信號將被饋入相應的鎖存器并存儲。同時，隨著resDFF信號從高電平變為低電平，解碼鏈的觸發器將重置為初始狀態。在“ CNT2”信號為高電平的時間期間，將鎖存器存儲的信號饋入相應的輸出PIN，這又對應于Transmitter_170設計中生成的數據包之間的時間t2。
DFF5觸發器沒有nRESET輸出。因此，它具有一個附加的復位邏輯電路，該電路基于AN-1029中所述的4位LUT0和2位LUT1元素。
仔細查看啟動Transmitter_170和Receiver_170設計的初始條件，一個明顯的缺點是。如果接收器比發送器晚開始運行，則串行代碼到并行的轉換可能不是從數據包的開頭開始，而是從中間開始。反過來，這將導致數據輸出過程發生變化。因此，為了確保發射器-接收器的正確操作，接收器必須與發射器同時開始工作。換句話說，它們必須具有公共電源（下面的圖14）。
消除此缺陷的一種方法是，例如，在每個數據包的開頭發送服務輔助信號，以在開始轉換串行數據的過程之前重置接收機設計中的所有觸發器。這將確保數據轉換過程從程序包的開頭開始。這樣，我們將獲得一個可靠的數據傳輸系統，在該系統中，發送器和接收器可以擁有自己的電源，并可以隨時獨立于彼此開始運行。為了對此進行測試，創建了另一對Transmitter_533和Receiver_533 （圖15，進一步在下面）。
10.“ Transmitter_533”設計實現了并行-串行轉換器。
Transmitter_533的設計（圖10）也包含兩個主要組件：
基于2位LUT3、3位LUT14÷3位LUT17、3位LUT5÷3位LUT7，DFF2，DFF0，DFF5÷DFF9和流水線延遲的并行到串行轉換器
生成器根據CNT5，CNT6，DLY0，DLY1，DFF4、3位LUT0、3位LUT13，EDGE DET0，PDLY，4位LUT2和2位LUT1生成必要的位序列傳輸信號
此設計的操作原理與上一個沒有什么不同。同樣，CNT5計數器將傳輸信號時間定義為5 μs。但是，與先前的設計不同，CNT6計數器形成了10個此類時間段的數據包。即，除了設計用于發送數據的八個時段之外，還使用兩個另外的時段S1，S0來生成所需的服務信號（圖11c）。
11.這些是“ Transmitter_533”傳輸的示例。通道1（黃色）是Serial_OUT，通道2（淺藍色）是中斷，通道3（品紅色）是時鐘，通道4（藍色）是DATA_OUTPUT。圖像顯示輸入信號為00000000（a），輸入信號為10010011（b），輸入信號為10010011（c）以及服務信號的前兩個周期的縮放視圖（d）。
可能有很多方法來創建特殊服務信號，然后在接收器中對其進行檢測。我們選擇了第一個想到的：使用DFF4和3位LUT0，將服務信號的S1時間段填充為2 MHz的振蕩器頻率，并使用2位LUT1將其與主傳輸信號混合。留下S0時段而沒有任何改變（圖11d）。其原因將在接收機設計的描述中進行解釋。
像以前的發射機設計一樣，延遲元件DLY0以及3位LUT13元件和下降沿檢測器EDGE DET0使得可以更改生成的數據包之間的持續時間。與之前的情況一樣，根據DLY1、4位LUT2和P DLY創建所需的輸出信號特定形式（圖3）。由于數據包包含10個時間段，因此有必要在鏈中添加兩個觸發器以正確生成串行代碼。這是在管道延遲上完成的，其中OUT0設置為= 3。
因此，除數據字節外，在Transmitter_533的設計中還發送了兩個附加位S1和S0。S1位填充有振蕩器頻率為2 MHz的周期信號。
與先前的接收器一樣，Receiver_533 （圖12）的設計執行將串行碼解碼為并行碼的逆功能。另外，它在開始轉換串行數據的過程之前，會檢測到服務信號（由發送器生成）并重置所有觸發器。
12.“ Receiver_533”設計實現了串行到并行轉換器。
此功能通過DLY5延遲元件執行，其中PIN＃5用作時鐘信號源。RC元素之前的Clock信號。檢測器P DLY的兩個邊沿對周期信號的響應（以2 MHz的頻率填充附加的S1位）類似于濾波器響應，這意味著可以為DLY5生成發射信號（圖13， P_DLY信號）。
DLY5是上升沿上的延遲元件，這就是為什么人們可以輕易地看到DLY5僅在附加的S1位到達時才起作用的原因（圖13，DLY5信號）。反過來，在開始并行到串行轉換之前，DLY5延遲元件將始終為CNT6計數器生成一個復位信號。這樣，CNT6計數器和兩個鎖存器（LATCH1和LATCH2）將生成必要的信號以重置解碼鏈中的觸發器（圖13，res_DFF信號）。另外，在并行數據輸出期間，用于在輸出中鎖存數據的信號鎖存3位LUT5、3位LUT6和3位LUT12÷3位LUT16 （圖13，LATCH1信號）。
13.這些是“ Receiver_533”接收的示例。通道1（黃色）是中斷，通道2（淺藍色）是RC電路之前的外部信號，通道4（藍色）是RC電路之后的外部信號。信號D8-D13（綠色）分別是P_DLY，CLK，DLY5，CNT6，res_DFF和LATCH1。圖像顯示輸入信號為00000000（a），輸入信號為10010011（b），輸入信號為10010011（c）以及服務信號的前兩個周期的縮放視圖（d）。
信號以其2 MHz的頻率填充了附加的S1位，滿足不通過RC元素的要求。但是，由于它在5 μs內多次重復，因此選擇了一位的持續時間，因此它設法將電容器充電到可以識別為邏輯電平的電壓電平。隨后，為使電容器放電至保證的邏輯零電平且不影響數據信號的位7，我們使用了第二個額外的S0位。
此外，為了提高系統的可靠性，用于觸發鏈和計數器CNT6的時鐘信號由上升沿檢測器EDGE DET0形成，該信號在P DLY元素之后獲取。繼而，這將防止在服務S1位的解碼期間產生寄生時鐘信號CLK （圖13，“ CLK”信號）。
其余元素執行與先前設計相同的功能。
電路分析
如前所述，為了演示所提出的數據傳輸原理的效率，我們創建了一對收發器設備。
如上所述，Transmitter_170 – Receiver_170對（圖14）具有由使用的78L33線路穩定器確定的公共電源，其電源電壓為3.3V。在發射機電路中使用了八個按鈕S0÷S7來生成所需的傳輸信號。 。因此，接收器電路中的八個LED0÷LED7 LED用于可視化接收和解碼的信號。
14.這是典型的“ Transmitter_170 – Receiver_170”電路。
Transmitter_533-Receiver_533對（圖15）中的發送器和接收器具有獨立的電源節點，并且如上所述，它們代表一個獨立的數據接收-發送系統。像前面的電路一樣，按鈕S0÷S7可用于設置所需的傳輸信號。接收電路中的LED0÷LED7 LED可以監控結果。
在不考慮LED消耗的電流的情況下，我們已經測量了在介紹的收發器對（Receiver_170的IC1電路和Receiver_533的IC2電路）工作期間芯片消耗的電流，以及它們的R1C1元件。事實證明，測得的電流值還取決于在串行信號字節中傳輸的邏輯電流的數量（這是由于RC元件電容器的充電電流所致）。為了比較，將測量結果匯總在圖16中。
16.基于數據值的電流消耗。
測得的電流值表明Receiver_533電路芯片消耗的電流略高于Receiver_170電路的電流。這是因為由于使用了附加的輔助服務位S1和S0，Receiver_533電路中的傳輸信號要長兩位。因此，可以總結出，帶有RC元件的芯片所消耗的電流遠小于帶有OSC 2 MHz振蕩器的芯片所消耗的電流。
圖17和圖18展示了基于上述工作原理的工作數據收發系統。
17.這是完整的“ Transmitter_170 – Receiver_170”系統（來自按鈕的輸入信號為00000101）。
18.這是一個完整的“ Transmitter_533 – Receiver_533”系統（來自按鈕的輸入信號為01001100）。